Kapat

ENDÜKSİYONLA ISITMA

BÖLÜM : 1

 

1.GİRİŞ

 

         Endüksiyonla ısıtma sanatı, metalik iş parçalarını belirtilen sıcaklık ve sürelerde ısıtmaktır. Denetim kolaylığı, yüksek verimliliği, madde kayıplarının son derece düşük olması tam otomatik üretime uygunluğu ve çevre kirliliği yaratmaması gibi nedenlerden dolayı endüksiyonla ısıtma, ergitme ve sertleştirme günümüzde giderek yaygın bir kullanım kazanmaktadır.[M.Handbook,1964] Yüzey ısıtma ve magnetik olmayan kısımlar için yüksek frekans gücüne ihtiyaç vardır. Bundan dolayı, güç kaynağı radyo frekans bölgesinde min. birkaç kW’ lık güç sağlayabilmek zorundadır. Endüksiyonla ısıtmada, malzemenin cins ve ebadına, ısıl işlemlerin amacına göre, 50 Hz’ den 2 MHz’ e kadar frekans değerlerinde alternatif gerilim veya güç kaynaklarına ihtiyaç vardır.[M.Handbook,1964] Normal olarak, AC şebeke, frekans dönüştürücü, motor generatör grubu , vakum lambası vasıtası ile elde edilir. Bu güç kaynaklarının çok büyük avantajlara sahip olan statik inverterlerle sağlanmasına çalışılmaktadır.[Bodur,1993]

         Yarıiletken güç elemanları ile gerçekleştirilen statik inverterler ile erişilebilen güç ve frekans değerleri, rezonans devreli inverterler ve güç elemanlarındaki gelişmeler sayesinde, sürekli ve hızlı bir şekilde artmış ve günümüzde MHz mertebesindeki frekanslara yaklaşılmıştır. Bu amaçla 10 kHz’ lere kadar, akım kaynaklı ve yük komütasyonlu olarak bilinen paralel rezonans devreli tristörlü inverterler 20 yıl kadar önce kullanılmaya başlandı. Kapı sönümlü tristör GTO(Gate Turn-Off) ile 20 kHz’ lere, izole kapılı bipolar transistör IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) ile 100kHz’lere ve MOSFET(Metal Okside Schottky Field Effect Transistor) ile birkaç yüz kHz’lere erişilmiştir. GTO, IGBT ve MOSFET ile yine rezonans devreli inverterler gerçekleştirilmekte ve frekans yükseltilebilmektedir. Frekansın yükseltilmesinde, en önemli rolü rezonans devreli inverterler oynamaktadır. [Bodur,1993]

         Elektrik enerjisinin diğer enerji türlerine kolay çevrilmesi, üretimin kolay olması özellikle de tüketiminde diğer fosil kaynaklı yakıtlar gibi çevreye zarar vermemesi, kontrollu bir düzen olması ve çok çeşitli kaynaklardan elde edilebilmesi üstünlükleridir. [Cora,1992] 

 

 

 

 

BÖLÜM : 2

 

2. ENDÜKSİYON FIRINLARININ TARİHÇESİ VE ÜSTÜNLÜKLERİ

 

2.1. Tarihçe :

 

         Endüksiyonla ısıtmanın dayandığı temel prensip, teorik düzeyde Faraday (1791 – 1867) zamanında biliniyordu. Ancak bu devrede endüksiyonla ısıtma için yeterli güç kaynaklarının bulunmamış olması nedeniyle teorik prensiplerin uygulamaya geçmesi mümkün olmadı.

         Endüksiyon ocakları ile ilgili ilk patent 1897’de İngiltere’de Ferranti tarafından alındı. Bulunan bu ocak tipine, metal bobinin dışına konduğu için “ halka” veya “nüveli” ocak adı verildi. Ticari ilk uygulama ise 1900 yılında İsveç’te Gysimge’de Kjellin tarafından kurulan 80 kg kapasite ve 73 kW  ğüçlü çelik ergitme ocağı oldu.

         Daha sonraları 1906’da Essen (Almanya)’da Röchling Roden hauser ocağı geliştirdi . Bu ocağın en önemli özelliği 750 kW’ lık bir güç ve 5 Hz frekans ile çalıştırılmasıydı. Güç faktörünün daha iyi olacağı umularak bu ocakta frekans çok düşük tutulmuştur.

         Endüksiyon ocaklarının bu devredeki en büyük problemi  özel, pahalı ve bakım güçlükleri fazla olan jeneratörlere ihtiyaç gösteren  frekans düşüklüğü olduğudur. Nitekim 1900-1910 yılları arasında metalin karbon almasını engelleyen curuf örtüsü altında çalıştırılan ilk Heroult tipi ocaklarının piyasaya çıkarılması ile bu endüksiyon ocakları bütün özelliklerini kaybederek terkedilmiştir .

         1916’ da Ajax Metel Company’ den Dr.G.H.Clamer, Leeds and Northrup’tan elektrik enerjisi ile ısı enerjisi elde edilmesi konusunda temel prensiplerle herhangi bir yanlışlığın bulunup, bulunmadığının araştırılmasını istedi. Dr. Northrup bu konudaki çalışmaları sonunda “ ümit verici “ olarak görünen tek yöntemin yüksek frekanslı indüklenmiş akımlarla ıstma yöntemi olduğunu belirtiyordu.

         Şebeke frekansında daha yüksek bir frekans ile çalışmada karşılaşılan en büyük sorun kompanzasyon kondansatörlerinin yarattığı sorunlardır. General Electric Company’ nin kağıt kondansatör üretimi ile bu sorun da çözümlenmiş ve şebeke frekansının üzerinde çalışma imkanları artmıştır

         İlk orta frekans ergitme ocağı 1927 yılında Sheffild’ da Electric Furnace Company         ( EFCO ) tarafından gerçeklenmiş, bu tarihten sonra paslanmaz çelik üretimi  ve özel alaşım hazırlanmasında   kullanımı yaygınlaşmaya başlamıştır.

         Ergitme ocaklarında karıştırma özelliği dolayısıyla düzgün bir metal ve ısı dağılımı, alaşım kayıplarının azlığı, sıcaklık ve bileşim kontrolünün çok iyi olması, işlem görecek malzeme özelliklerinin sınırlı olmaması, istenildiği zaman kısa süre içerisinde soğuktan işletime alınabilmesi hava kirliliği probleminin olmayışı endüksiyon ergitme ocakları kullanımının yaygınlaşmasında temel faktörlerdir.

         Endüksiyon ocaklarının çelik ergitiminde en hızlı gelişme gösterdiği konu paslanmaz çelik üretimi ve çelik dökümhanelerindeki uygulamaları oldu. Karbon kayıp veya kazanımının bulunmaması, hurdayı seri olarak ergitebilmesi, krem ve diğer alaşım elementlerindeki oksitlenme, kayıplarının düşüklüğü nedeni ile bu ocaklar paslanmaz çeliklerin üretiminde kolaylıkla uygulanabilmiştir.

         İkinci dünya savaşında sonra otomotiv endüstrisinin gelişimi elektromagnetik endüksiyon ile ısıl işlemin önemini arttırmış, daha değişik uygulamaları için çalışmalar hızlandırılmış ve yüzey sertleştirme işlemleri için radyo frekansında ısıtıcılar geliştirilmiştir. Dalma etkisi dolayısıyla kontrol edilebilir işlem derinliği, kayıpların diğer sistemlere göre az oluşu, bantta seri üretim için uygulama kolaylıkları, yüzey sertleştirme işlemlerinde elektromagnetik indüksiyon ile ısıtma yönteminin kullanımını yaygınlaştırmıştır.

         Endüksiyon ısıtıcılarının ilk kullanılmaya başlandığı dönemlerde ilk yatırım maliyetlerinin diğer sistemlere göre yüksek olduğu bir gerçektir. Özellikle orta frekans ısıtıcılar ( motor-alternatör grupları) hem ilk yatırım, hem de periyodik bakım giderleri açısından pahalı bir sistem oluşturmaktadır. 1966 yılından itibaren yarıiletken güç sistemlerinin geliştirilmesi ile endüksiyon ergitmede yeni bir devir başladı.  Bu devrede son zamanlarda kaydedilen en önemli gelişme değişen frekanslı (VSP) endüksiyon ocakları olmuştur. Yarıiletken teknolojisin gelişimi ile bu ekonomi sorunu önemini kaybetmiş ve bu alandaki çalışmaları günümüzde oldukça yaygınlaşmasını sağlamıştır.

 

2.2. Endüksiyon Fırınlarının Diğer Isıtma Yöntemlerine Göre Üstünlükleri :

 

         Endüksiyon ısıtmanın, metal- işleme endüstrisinde yaygın kullanımına neden olan bazı avantajları şunlardır.

1)      Metalleri ısırma süresi çok kısadır.

2)      Bütün parçayı ısıtmak yerine yüzeyin istenile bölümlerini ısıtabilme yeteneği

3)      Gücün yalnızca gerektiğinde ısıtma için kullanılması-sürekli fırın sıcaklığının korumak zorunluluğunun bulunmaması

4)      Kullnıcıya fuel-oil veya gaz ateşlemeli fırınlardan  daha iyi çalışma imkanı sağlanması

5)      Diğer fırınlarda kullanılan gazlar nedeni ile hava kirliliğinin bulunmaması

6)      Ergitmede alaşımların mükemmel şekilde karışması

7)      Öncelikle son yıllarda ortaya çıkan hammadde ve yakıt darboğazına karşılık, endüksiyon fırınlarında atom enerjisinde yararlanılabilir.

8)      Fırın ısısının kontrolünün çok kolay ve hassas bir şekilde gerçekleştirilebilmesi

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

BÖLÜM : 3

 

3. ENDÜKSİYON İLE ISITMA TEORİSİ

 

3.1. Tanım :

 

        İndüksiyon ısıtma metal veya elektriksel olarak iletken bir malzemenin elektromanyetik bir alan içersine konması ile malzeme içine indüklenen akımların oluşturduğu ısıya bağlı olarak materyallerin özelliklerini değiştirmesi veya çeşitli işlemlerden geçirilmesine yarayan bir ısıtma metodudur.

          Endüksiyonla ısıtmanın en basit ve genel örneği transformatör çekirdekleri ile motor içinde çekirdek kayıplarının neden olduğu ısınmadır. Ancak bu tür bir ısınma istenmeyen bir özelliktir. Bu ısınmanın önlenmesi için gerekli önlemler alınmaktadır. Buna karşılık ısınma özelliğimden faydalanılacak  bir başka endüstri dalı geliştirilmiştir.

 

3.2. Endüksiyon Bobinleri :

 

         Endüksiyon ile ısıtma için  gerekli değişken manyetik alan bir bobin içinden geçen alternatif akımla elde edilir. Bu akımın frekansı her uygulama için uygun bir değer alır.

 

3.3 Endüksiyon Isıtma Spektrumu :

 

         Bir iş parçasının belirli bir güç sistemi ile verimli bir şekilde ısıtılıp ısıtılmayacağı , iş parçası malzemesinin  elektriksel özelliklerine , manyetik özelliklerine, büyüklüğüne, ulaşılması istenen sıcaklık ve uygulanacak frekansa bağlıdır. Küçük çaptaki parçaların ısıtılması veya küçük çaplı ocaklarda metal ergitimi daha yüksek frekanslara ihtiyaç gösterir. Belirli bir frekansla ısıtılabilen veya ergitilebilen bir malzeme daha yüksek frekanslarda da ısıtılabilir veya ergitilebilir. Ancak belirli bir frekansta aşağıdaki tabloda verilen boyutlardan daha küçük boyutlardaki  malzemelerin ısıtma veya ergitme verimi önemli ölçüde düşer.

 

 

 

 

 


Tablo 1 : Verilen sıcaklıklara etkili olarak ısıtılabilecek en küçük parça çapları.

 

Malzeme

Ve

İşlem

 

Erişilecek

Sıcaklık

° C

Frekans       Hz

Şebeke

Frekansı

60

Motor-Jeneratör

 

1000   3000  10.000

Ark Osilatörü

 

50.000  200.000

Vakum Tüpü

 

450.000  2.000.000

Parça Çapı   mm

Alüminyum

Ekstrüzyon

Lehim

Pirinç

Yumuşak

Lehim

Gümüş

Lehimi

Ergitme

Bakır

Ergitme

Kurşun

Ergitme

Çelik

Gerilim

Giderme

Sertleştirme

Dövme

Ergitme

Çinko

Lehim

 

 

510

650

 

260

 

650

950

 

 

1090

 

330

 

540

 

870

1200

1510

 

260

 

81

94

 

76

 

91

104

 

 

84

 

185

 

35

 

280

290

295

 

91

 

 

20

22

 

18

 

22

25

 

 

21

 

45

 

9

 

68

71

74

 

22

 

11,5

13,2

 

10,7

 

12,9

14,7

 

 

11,9

 

25

 

5,1

 

38

41

43

 

12,7

 

 

6,4

7,1

 

5,8

 

7,1

8,1

 

 

6,6

 

14,2

 

2,8

 

21,6

22,4

22,9

 

7,1

 

2,8

3,0

 

2,5

 

3,0

3,6

 

 

3,0

 

6,4

 

1,3

 

9,6

9,9

10,2

 

3,0

 

 

 

1,4

1,6

 

1,3

 

1,6

1,8

 

 

1,5

 

3,3

 

0,6

 

4,8

5,1

5,1

 

1,6

 

0,9

1,1

 

0,9

 

1,0

1,2

 

 

1,0

 

2,1

 

0,4

 

3,2

3,3

3,4

 

1,0

 

0,45

0,51

 

0,41

 

0,51

0,56

 

 

0,45

 

1,02

 

0,20

 

1,52

1,57

1,60

 

0,51

 

 

 

 

 

 

 

3.4. Endüksiyon ile Isıtma Prensibi ve Kullanım Alanları :

 

         Endüksiyon ısıtmanın genel prensibi elektromanyetik enerjinin ısı enerjisi haline dönüştürülmesine dayanır. Değişken bir manyetik akım iletken madde üzerinde bir gerilim indükler. ( Faraday kanunu ) İndüklenen bu gerilim , ( Lenz kanunu’ na göre ) iletken üzerinde kendisine karşı oluşturulan akıma karşı koyacak şekilde bir akım yaratır.

         İletkende yaratılan bu eddy akımı  I²x R ile tanımlanan gücü ısı enerjisi halinde açığa çıkarır. Bu olayın pratikte nasıl gerçekleştiği basit olarak aşağıdaki gibi gösterilebilir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

        

 

Şekil.3.1.Endüksiyon ısıtmanın basit olarak gerçekleşmesi.

         Şekil.3.1’ de görüldüğü gibi  sekonderi tek sarımdan oluşmuş ideal bir trafo ele alınsın. Eğer primer sarım sayısının , sekonder sarım sayısına oranı n  ve primer akımı da  Ip, sekonder akımı Is = nIp olacaktır. Primer akımına göre hayli yüksek olan bu akım iş parçasını çevreleyen endüksiyon bobininden geçerken güçlü bir manyetik akım oluşturur. Bu akım da iş parçasına bir gerilim indükleyip akım oluşturur.

         Endüksiyon ısıtmada ısıtılacak parçanın her tarafı eşit miktarda ısı almamaktadır. Yalnız ısıtılacak parça ısıyı çok iyi ileten cinsten ise, parçanın her tarafı birbirine yakın miktarda ısıtılabilmektedir. Endüksiyon ısıtma parçanın yüzeyinde çok yüksek, iç kısımlarında az, merkezinde ise daha az bir ısı meydana getirmektedir. Bu ısınma akım kaynağının frekansına ve deri olayına bağlı olarak değişmektedir.

 

 

 

 

3.5. Dalma Derinliği :

 

         Endüksiyonla ısıtmada, malzemenin cinsine, büyüklüğüne ve amaca göre, uygun frekansın seçimini sağlayan önemli bir büyüklük Nüfuz Derinliği çok sık kullanılan bir ifadedir. Bütün akımın, malzeme yüzeyinden itibaren ve yüzeydeki yoğunlukla geçmesi halinde , erişebileceği derinliğe Nüfuz Derinliği adı verilir.[ Akkaya,1993 ]  Bu derinlik ;


 bağıntısı ile tanımlanır.

r  = Özgül direnç ( W.mm²/m )

mr = Bağıl manyetik geçirgenlik (A/m)

f   = Frekans  (Hz)

d        = Nüfuz derinliği ( mm )

         Eşitlikten görüleceği gibi frekansın artması deri kalınlığını azaltır. Dolayısıyla akım parçanın en dış yüzeyinde dağılır. [Sazak,2000]

         Malzemenin iletkenliği büyük ölçüde sıcaklığa bağlı olduğundan ortalama sıcaklığın alınması gerekir. Aynı şekilde mr bağıl manyetik geçirgenliği de sıcaklığa bağlıdır. mr ayrıca demir cinsi malzemelerde alan şiddetine  de bağlıdır. Alışılmış olan şiddetleri için düşük sıcaklıklar için  mr 50 ile 100 arasında alınabilir. Curie noktasının üzerinde demir cinsi malzemeler manyetik özelliklerini kaybettiklerinden mr=1 olur. Karbon yüzdesi az olan karbon çeliklerinde  Curie noktası 768°C’ dir.

         Kullanılan frekans ne kadar büyük olursa, Akım Nüfuz Derinliği o kadar küçük olur. Demir cinsi malzemelerde Curie noktasının altındaki hayli küçük olur. Curie noktasının üstünde ise demir olamayan metallerden de büyüktür. Isıtmada iyi bir verim sağlayabilmek için ısıtılacak parçanın kalınlığı veya çapı en az Akım Nüfuz Derinliğinin 4 katı olmalıdır. Pratik olarak frekansın seçilmesi bu şart sağlanacak şekilde yapılabilir. [ Yıldırmaz,1988 ]

 

3.6. Isı Transferi Aşamaları :

 

         Isıtma süresi boyunca   sıcaklık parça üzerinde dengeli dağılmaz. Parçanın hemen altında ısı dağılımı mümkün olur. Yani bu bölümdeki metal ergimeye başladığı halde parçanın iç kısımları yeterince ısınmamış olur. [Jansses,1993] Yüksek frekansların parçanın yüzeyi ile merkezi arasındaki ısı farkını artırdığını göstermiştir. [Annen,1975] Endüksiyon ile ısıtmada ısı dağılımı üç aşamada incelenebilir.

1)  Transient aşaması : Parçanın yüzeyine enerji uygulandığında ısı hemen yükselmeye başlar. Bu anda parçanın diğer kısımları hiç ısınmaz. Parça üzerindeki her bir tabaka ısı transfer etmeden önce kendi tabakasında ısı depo eder. Bu aşama her tabaka kendi enerjisini depo edip diğer kısma aktarana kadar devam eder.

2)  Sabit Isı Yükselmesi : Transient aşaması bittiğinde ısı tüm parça boyunca doğrusal şekilde yükselir. Yani W/m³ oranı sabittir.

3) Soğurma Zamanı : Genellikle parçanın merkezi ile yüzeyi arasındaki sıcaklık farkı parçanın hemen kullanılabilmesi için çok yüksektir. Bu nedenle dengeli ısı dağılımı için zamana ihtiyaç vardır.

 

3.7. Endüksiyon ile Isıtmada Kullanılan Güç Kaynakları :

 

         Genel olarak endüksiyon ısıtmada güç 50 Hz’ de doğrudan şebekeden, 50 Hz frekans dönüştürücülerden, 1-10 kHz arasında motor-generatör grubundan ve 100-500 kHz arasında ise vakum lambasından sağlanır. [Bodur,1993] Endüksiyon ısıtma alanında yarıiletkenlerle gerçekleştirilen statik güç kaynaklarının kullanımı gün geçtikçe artmaktadır. Bu kaynaklar motor- alternatör sistemlerinde  kullanılan güç kaynaklarının pek çok dezavantajlarını ortadan kaldırır. [Greve,1969]

         Burada düşük ve orta frekans bölgelerinde genellikle gerilim, radyo frekansı ( yüksek frekans ) bölgelerinde ise akım sabit tutulmaktadır. [Elfellah,1987 ]

        Endüksiyon ısıtma kaynakları seçilirken şu esaslar temel alınmalıdır. Birincisi kuruluş ve işletme sırasındaki maliyetler diğeri ise ısıtılacak parça üzerindeki ısının dağılım şeklidir. Uygun güç kaynağı seçimi hem işim maliyetini belirlerken ayrıca işletme maliyetlerine de etki eden önemli bir faktördür. Endüksiyon ısıtma sistemlerinde kullanılan güç kaynakları, çalışma frekansları , güçleri ve kullanım alanları şekil.3.2’ de görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.3.2 Endüksiyon ısıtma uygulamalarında seçilen güç seviyeleri ve frekanslar.

 

3.7.1. Kaynak Frekanslı Sistemleri :

 

         İlk yatırım maliyetlerinin düşük olması, bakım ve onarımın kolay olması, büyük çaplı endüksiyon ısıtma uygulamalarında şebekeyi kullanımı yaygınlaştırmıştır. Dalma derinliği 10 mm ile 100 mm arasında değişmektedir. Dalma derinliğinin büyük olması nedeniyle düzgün ısı dağılımı gerektiren  büyük çaplı dövme işlemlerinde ve ergitme ocaklarında kullanılmaktadır. Verim ve işlem hızı yüksek frekanslı uygulamalara göre düşüktür.

Şekil.3.3’ te temel bir şebeke frekanslı sistemin blok diyagramı görülmektedir. Bu sistemlerde anahtar elemanı olarak genelde kontaktörler kullanılır. Güç katsayısını yükseltmek için kompanzasyon amaçlı kondansatör grupları konmuştur. Transformatör empedans uygunlaştırmada ve düşük gerilimli bobinin yüksek gerilimli kaynaktan beslenmesini sağlar. Beslenen bobinin sarım sayısı, sipir sayısı, bobin çapı gibi parametreler ısıtılacak parçanın özelliklerine göre belirlenir. Bu sistemlerde bobin yeteri kadar soğutulmalıdır. Bu işlem genelde bobinin içinden soğuk su geçirilmesi ile yapılmaktadır.

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.3.3 Kaynak frekans sistemi blok diyagramı.

 

3.7.2 Orta Frekanslı Sistemler :

 

        Endüksiyon ısıtıcılarının seri üretime uyarlanabilmeleri, daha küçük çaplarda ve hızlı ısıtma yapma gerektiren işlemlerde kullanılma gereksinimleri çalışma frekansının yükseltilmesini gerektirmektedir. Bu sistemler parçaya şekil verme, ısıtma, küçük çaplı eritme ve parçaların kaynak yapılması gibi yerlerde kullanılır: [Sazak,1999] Bu sistemlerin çalışma aralığı yaklaşık 1-50 kHz arasındadır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.3.4 Orta frekans sistemi blok diyagramı.

         Şekil.3.4’ te blok diyagramı verilen bu sistem ilk önce doğrultmaç devresi yardı ile işaret doğru akıma çevrilir. DC/DC konvertör dönüştürülen DC’ yi sistemin ihtiyacına göre yükseltir veya düşürür. Filtre elemanları inverter girişimindeki parazitleri ortadan kaldırır. DC/AC inverter ise girişindeki doğru akımı istenilen değer ve frekansta AC’ ye çevirir. Bu işaretle bobin beslenir ve ıstma işlemi gerçekleştirilir.

         Bu frekans sistemleri 1970’ li yıllarda ( 1-10 kHz ) motor- altternatör sistemler yaygın olarak kullanılmıştır. Bunlar dönen makinelere sahip oldukları için düşük verim, sabit frekans ve yüksek işletme maliyeti gibi bazı dezavantajı vardır. [Greve,1969] Buna karşın son yıllarda tristör anahtarlarda hızlı çalışma ve yüksek verim olanaklarına bağlı olarak statik güç kaynakları kullanımı bu dezavantajları büyük oranda ortadan kaldırmıştır. [Sazak,1997]

        

3.7.3. Yüksek Frekans Sistemleri :

 

         Bu bölüm geniş olarak 4. ve 5. bölümlerde ele alınacaktır.

        

         Buraya kadar endüksiyon ısıtma hakkında genel bir bilgi verilmiştir. Bundan sonra bu tezin konusunu oluşturan yüksek frekansla endüksiyon ısıtma üzerinde durulacaktır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

BÖLÜM :4

 

4. YÜKSEK FREKANSLA ENDÜKSİYON ISITMA

 

         Yüksek frekans ( 50 kHz- 10MHz ) indüksiyon ısıtıcı sistemlerin amacı metalin dış yüzeyinin ( 0,1-1mm) kısa sürede ısıtılmasıdır. Güç kaynağı temelde triod lamba kullanılarak C tipi titreşim üretecinden oluşturulmaktadır.

          Geçmiş yıllarda yüksek frekanslı sistemlerde tek seçenek vakum tüplerdi. Kısa ömürlü olmaları, düşük verim bu tiplerin en büyük dezavantajlarındandır. Bunların yerini son yıllarda yaygın olarak kullanılan yarıiletken anahtarlar almaktadır. Bu alanda yaygın olarak kullanılan MOSFET, IGBT, GTO, BJT’ dir. Yüksek verimlilik sağlayan bu elemanların anahtarlama   frekansları birkaç yüz kHz’ekadar çıkar.[Sazak,1997]

         Yüksek frekans indüksiyon ısıtıcı sistemleri yüzey sertleştirmede, eritmede ve belirli bir noktanın kaynak yapılmasında kullanılır.

 

4.1 Lambalı Osilatörler :

 

         Isıtma işlemlerinde kullanılan lambalı osilatörler üç kısımdan meydana gelmektedir. Bunlar, bir transformatör, bir redresör ve bir osilatördür. Isıtma devresinin frekansı yükün karakteristiğine bağlı olarak değişmektedir. Sistemin tam çalışması için yük  devresinin rezonansta olması gerekir. Devre tam dalga bir redresör tarafından beslenmekte ve gri kumandalı vakumlu bir tüpte kumanda edilmektedir. Redresör gerilimi bir transformatör tarafından sağlanmakta ve redresör 7500 volt ile 15000 volt arasında bir yüksek gerilim ile beslenmektedir. Şebeke bir veya üç fazlı olabilir. Her faz için iki adet lamba kullanılarak altı tüplü üç fazlı bir redresör meydana getirilmektedir.[Güçlü,2000]

         Şekil.4.1’ de lambalı osilatörler devresinin prensip şeması görülmektedir. Genel olarak redresör devresi 4 veya 6 tüpten meydana gelmektedir (tüp yerine aynı özellikte olmak şartı ile silikon diyot konması daha avantajlıdır). Bunun çıkışına filtre kondansatörü ve filtresi eklenir. Lambaların ısısı su ile soğutma veya vantilatörle soğutma sistemi ile düşürülür. Tüplerde ısı birikimini önlemek için sistem durduktan sonra soğutma sistemi bir müddet daha çalıştırılır.

        

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.1 Eklatörlü jeneratörde sönümlü osilasyon.

         Sistemin frekansı, gri uyartımı ile rezonanas devresine bağlı olarak değişmektedir. Kolpit( colpitt ) montajında ( şekil.4.2.a ) katot-gri ayarlama gerilimi rezonans devresi kondansatörünün orta ucundan alınan bir ek ile elde edilmektedir. Gri kuplajı devrede (Şekil.4.2.b) ayarlarına göre gerilimi rezonans devresi bobinlerine bir bobinin uçlarından alınır. Hardley devresinde kolpit devresindeki kondansatörler yerine endüktans bobinleri kullanılır. Bunların orta ucundan ayarlama gerilimi alınır.[Çolpan,2000]

        

 

 

 

 

 

 

 

 

                                    (a)                                                                             (b)

 

Şekil.4.2 Lambalı osilatörün prensip şeması.

 

4.2. Endüksiyonla Yüzey Sertleştirme ve Homojen Isıtma :

 

            Sertleşebilen bir çelik malzeme, yüzeyinden itibaren istenilen bir derinliğe kadar, uygun frekans ve güçte endüksiyonla östenitleşme sıcaklığına kadar ısıtılıp, uygun ortamda soğutularak sertleştirilebilir. Yüzey ısıtmanın,ısı malzeme içerisine iletilmeden tamamlanması gerektiğinden, güç yoğunluğu, homojen ısıtmaya göre oldukça yüksek olmalıdır. Yani ışınma süresi kısa olmalıdır. Uygulamalarda çoğunlukla işlem malzeme yüzeyinden 0,25 mm ile       5 mm derinlikler arasında   gerçeklendiğinden , dalma derinliğini azaltmak amacıyla yüksek çalışma frekansları kullanılmaktadır. Bu alandaki çalışmalar şok ısıtma üzerine yoğunlaşmış ve çoğunlukla radyo frekanslı ısıtıcılar kullanılmaktadır.[Bodur,1993]

         Endüksiyonla homojen ısıtma, düşük frekans ve düşük güç yoğunluklarında sertleştirilme, haddeleme, menevişleme ve gerilme giderme amaçları ile yapılır. Şekil 4.3 ve Şekil 4.4’ de homojen ısıtmada, çapa göre sırasıyla ısınma süresi ve minimum ekonomik ısıtma frekansının değişimleri görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.3.Frekans                                                                                           Şekil.4.4.Ekonomik

parametre olmak üzere                                                                       ısıtma için min.

homojen ısınma süresinin                                                                                 frekansın çapa

çapa göre değişimi                                                                                          göre değişimi

 

          Yüzey serleştirmede, sertleştirme derinliğine göre gerekli frekans ve güç yoğunluğu değerleri tablo.1’ de görülmektedir. Buna göre, frekansın ve güç yoğunluğunun yüksek seçilmesi halinde sertleşme derinliği azalır.

         Tablo.2’ de ise , çeliğin homojen ısıtılmasında, malzeme çapına göre  seçilebilecek frekans ve güç yoğunluğu değerleri görülmektedir. Aynı malzeme için , frekans yükseltilirse , güç yoğunluğu azaltılmalıdır.

         Genel olarak malzemenin cinsine, çapına ve ısıtma amacına frekans seçimi yapılmalıdır. Frekans arttıkça ısınma derinliği düşer.

 

 

Tablo .1. Yüzey sertleştirmede gerekli güç yoğunluğu. Tablo.2.Çeliğin Homojen Isıtılmasında

                                                                                                      Gerekli Güç Yoğunluğu

Frekans         Sertleşme           Giriş Güç                                          Giriş Güç Yoğunluğu

                      Derinliği Yoğunluğu                                                    (W/cm²)

  (kHz)           ( mm )               (kW/cm²)                         Frekans   150  427  760  982   1093

                                         Düş.    Orta    Yük.                    (Hz)     427  760  982  1093 1204

   500           0,38-1,14      1,1       1,6       1,9                                               Isınma Sıcaklığı (°C )

                    1,14-2,69      0,5       0,8       1,2                             60              9     23     -        -        -

    10            1,52-2,29      1,2       1,6       2,5                             180            8     22     -        -        -

                     2,29-3,05      0,8      1,6       2,3                             1000          6     19     80   155    217

                     3,05-4,06      0,8      1,6       2,2                             3000          5     16     62     85    109

    3               2,29-3,05      1,6      2,3       2,6                 10000        3     12     47     70      85

                     3,05-4,06      0,8      2,2       2,5

                     4,06-5,08      0,8      1,6       2

   1                5,08-7,11      0,8      1,6       1,9

 

         Aşağıdaki şekilde sertleşme derinliği, ısıtma süresi, güç yoğunluğu ve çalışma frekansı arasındaki ilişki gösterilmiştir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 Şekil.4.5. Sertleşme derinliği, ısıtma süresi, yüzey güç yoğunluğu ve çalışma frekansı arasındaki ilişki.

 

4.3. Rezonans Devreli İnverterler

 

4.3.1.Rezonans Devreli İnverterlerin Genel Özellik ve Üstünlükleri :

 

         Paralel ve seri olmak üzere iki türlü rezonans devreli inverter vardır.  Her iki inverter için , devre şeması, Şekil.4.6’ de görülmektedir.

         

 

 

 

 

 

 

 

 

                                            (a)                                                    (b)

Şekil.4.6. Paralel (a) ve seri (b) rezonans devreli inverterlerin, devre şeması.

         Şekil.4.6.a ve Şekil.4.6.b’de farklı iki frekans dönüştürücü konfigürasyonu görülüyor. Bunlardan biri seri inverter ile diğeri de paralel inverter ile gerçekleştirilmiştir. Kompanzasyon kapasitesinin bobine seri bağlanmış inverter tipi seri, paralel bağlanması ile de inverter tipi paralel olmaktadır.

         İnverter, yük kapasitif özellikli olacak şekilde çalıştırıldığında, yük denetimli doğal komitasyonludur. Tristörlü olarak çalışması mükemmeldir. Tristörler doğal olarak söner ve sonra faz farkı kadar negatif gerilimle tutulurlar. Bu özellik, inverter devresine, tristörlü olarak oldukça yüksek frekanslarda çalışma imkanı sağlar.

         Yük rezonans inverter sistemi blok şeması ve güç kontrol yöntemi şekil.4.7’ de gösterilmiştir.[Balbozan,1984]

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.7.Yük rezonans inverter sistemleri blok şeması.

           Bu sistemde güç kontrolü inverter besleme gerilimi genliği kontrolü ile sağlanır ve yük kalite faktöründen bağımsızdır. Komutasyon yük elemanları ile gerçeklendiğinden verim yüksektir.

         Paralel inverter sabit akım beslemeli olup üç faz tristörlü doğrultmaç ve büyük bir akım reaktörü (Ld) ile sürülmektedir. Yük tank devresi üzerinde gerilim dalga şekli sinüsoidal , tristör akımı dalga şekli kare dalgadır. Ld sabit akım reaktörü inverter sürülme akımında amaçlanan dalgalanma genliğine göre hesaplanır. Endüksiyon bobininin çekeceği reaktif gücün paralel kondansatör tarafından sağlanması nedeniyle tristör akımı endüksiyon bobini akımından azdır. Bu sistemin kendiliğinden kalkınması mümkün olamadığından başlangıçtan normal çalışma koşulları sağlanıncaya kadar  ek kalkındırma donanımına gerek vardır. Kalkındırma  için kullanılan iki örnek donanım Şekil.4.8 ve Şekil.4.9’ de verilmiştir.

         Şekil.4.8’ da gösterilen devrede kalkınma için T5-T2, T3-T6 , T5-T2... sıralaması ile tristör grupları iletime alınıp, C kondansatörü üzerinde  komutasyon için yeterli gerilim genliğine ulaşıncaya kadar bu işleme devam edilir, daha sonra T1-T2, T3-T4, T1, T2 sıralaması ile tristör grupları iletime alınarak normal çalışmaya geçilir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.8.Kalkındırma donananımı.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.9.Kalkındırma donanımı.

           Şekil.4.9’ de gösterilen devrede ise başlangıçta T5 tristörü iletime alınır. Ld-T5-R1- Cst  üzerinden  üstel artan akım artmaya başlayacaktır. ( R1<<R2 olduğu için Ld-T5-R1-R2 kaynak ve Cst-R2 çevrimleri bu peryod için ihmal edilebilir.) İld inverter çalışma koşullarındaki genliğe ulaştığı an T1-T2 veya T3-T4 temel tristör gruplarından herhangi bir grup iletime alınır. Bu anda yük gerilimi sıfır olduğundan, Cst kondansatörü üzerindeki gerilim R1-T5-Yük-Cst

çevrimiyle boşalmaya çalışacak, böylece T5  tristörü kesime zorlanacaktır. İld akımının,inverter çalışma akımına eşitlenmesi koşulundan sonra T1-T2, T3-T4, T1-T2.... sıralaması ile tristör grupları iletime alınarak inverter normal çalışmasına geçilir. T5 tristörü susturulduğundan Cst kondansatörü R2 direnci üzerinden boşalarak ikinci bir kalkınma işlemi için hazır duruma gelecektir.

         Şekil.4.6.b’ de gösterilen biçimde gerçeklenmiş seri inverter üç faz tristörlü çevirici ve tank devresinin karakteristiğini pek etkilemeyecek büyüklükte kondansatör kullanılarak sabit gerilim ile sürülmektedir. Tank devresi üzerindeki gerilim dalga şekli kare, akım dalga şekli sinüsoidaldir. Bu tür inverter kendiliğinden kalkınabilir. Kısa devre veya aşırı akım  sınırlamaları için   önlem almak gereklidir. Yük akımının tamamının tristörler üzerinden geçmesinin ve tristör susma sürelerinin getireceği sorunlar seri inverter tasarımında ve tristör seçiminde oldukça dikkatli bir çalışma gerektirir.

         Seri kapasitör kompanzasyonlu inverterde ana gücü inverter çıkışında tutmak için, çalışma frekansının üst sınırı rezonans frekansından yüksek olacaktır.

         Seri inverter , besleme için doğru gerilim kaynağına gerek duyarken , paralel inverterler ise doğru akım beslemeli olarak çalışmaktadır. Bu nedenle seri kompanzasyonda diyot doğrultucular ve LC filtre gerilim kaynağını gerçeklemede kullanılabilir. Paralel inverterde ise kontrollü doğrultucu ve DC bağlantı endüktörü akım kaynağını oluşturmaktadır.

         Aşağıdaki tabloda seri ve paralel rezonans devreli inverterlerin karşılaştırılması yapılmıştır. [Bodur,1993]

Tablo-3 Paralel ve seri rezonans devreli inverterin karşılaştırılması.

        Karşılaştırma Konusu                  Paralel R. Dev. İnverter               Seri R. Dev. İnverter

        Girişte                                           Büyük L akım sabit                        Büyük C gerilim sabit

        Çıkışta                                          Gerilim sin. ve artabilir        Akım sin. ve artabilir

        Komütasyon türü             Doğal                                            Doğal

        AC şebekeyi bozma                    Fazla                                             Az

        Dinamik hız                                 Düşük                                           Yüksek

        Yükten etkilenme             Çok                                              Az

        Kontrol                                           -                                                 Daha kolay

        Kararlılık                                         -                                                 Daha iyi

        Ters akım diyodu             Yok                                              Var

        Tristörde                                      di/dt yüksek                                 du/dt yüksek

        Tristör iletime girerken                 Gerilim değeri düşük                     Akım değeri düşük

        Tristör iltimden çıkarken            Gerilim düşük                       Akım sıfır

        Diyot iletimden çıkarken       -                                                Akım düşük

         Tablo-3 incelendiğinde, seri rezonans devreli inverterlerin daha avantajlı olduğu söylenebilir.

        

4.3.2. İnverterin Çalışma ilkesi :

 

         İnverterler, doğru akım enerjisini alternatif akım enerjisine dönüştüren güç elektriği devrelerdir.   

         İnverterler, çalışma ilkesini şekil.4.10 yardımı ile açıklayabiliriz. A1-A2  anahtarları kapalı, A3-A4             açık iken r yüküne uygulanan Vd kaynak gerilimi yükten şekilde gösterilen yönde akım akmasını sağlar. A3-A4 çifti  A1-A2 çiftinin tümleyeni olarak çalıştığından A3-A4 kapandığında A1-A2 açılır ve yüke uygulanan gerilimin yönü değişir. Anahtar çiftleri eşit süreler boyunca açılıp kapandığında yüke kare dalga biçiminde alternatif gerilim uygulanmış olur.

         İnverterler doğru gerilim kaynağından beslendiklerinden devre anahtar elemanı olarak yer alan transistörlerin komütasyon, kesime götürülme sorunları vardır. Komütasyon tipine göre eviriciler, şebeke komütasyonlu ve serbest komütasyonlu olmak üzere iki grupta toplanabilir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.10 İnverterin çalışma ilkesi.

         Yük devresinde çıkış akımını destekleyecek yönde gerilim kaynağı bulunduran doğrultucular şebeke komütasyonlu inverterlerdir. Örneğin 3 fazlı yarım dalga doğrultma devresinde tetikleme açısı µ>90° yapılabildiğinden çıkış gerilimi Vd negatif olur. Devre evirme modunda çalışarak doğru akım kaynağından aldığı enerjiyi alternatif akım devresine aktarır.

         Serbest komütasyonlu inverterlerde alternatif akım şebekesi bulunmadığından öz veya zorlanmış komütasyon yöntemlerinden yararlanılır. Zorlanmış komütasyonlu devrelerde çoğu kez, bir yarı periyot tristörü yardımcı tristör gibi kullanılarak eleman azaltma yoluna gidilir. 

 

4.3.3. Rezonans Devreli İnverterlerdeki Gelişmeler :

 

         Endüksiyonla ısıtma amacıyla, sürekli olarak rezonans devreli inverterlerle erişilebilen frekans ve güç değerlerini yükseltmenin yolları aranmıştır. Yarıiletken eleman üretimindeki son gelişmeler bu çalışmaları hızlandırmıştır.

         Frekans, anahtarlama güç kayıplarını azaltarak ve daha hızlı elemanlar kullanılarak yükseltilebilir. Güç ise elemanlardan tam faydalanmak, güç kayıplarını azaltmak ve daha güçlü elemanlar kullanmak suretiyle artırılabilir.[Akkaya,1993]

         Seri rezonans devreli inverterlerde, tristörler negatif gerilime maruz kalmadığından, simetrik tristörler yerine. Daha hızlı olan asimetrik tristörler kullanılabilir. Aynı çıkış gücünün eldesi için, aynı hızda asimetrik tristörler kullanıldığında, elemanların toplam anahtarlama gücü 1/Ö2’ ye  inmektedir. Paralel rezonans devrede kullanılan 10ms’lik simetrik tristörler yerine, seri rezonanslı devrede 3 ms’lik asimetrik tristörler kullanıldığında anahtarlama gücü1/3’e düşmektedir. O halde seri rezonans devreli inverterlerde, daha yüksek güç ve frekanslara çıkılabilir.[Dawson,1991]

         GTO kullanarak, faz farkını sıfır tutup, kapı yardımıyla sönüm sağlandığında, frekans ve güç yükseltilebilmektedir.[Mertens,1991]

         Rezonans devreli inverterlerde, IGBT kullanıp, faz farkı sıfır civarında tutularak, 100kHz ve kW mertebelerine çıkılabilmektedir.  

         MOSFET’in anahtarlama hızı oldukça yüksek olup, 20 ile 100ns arasındadır. Dahili ters akım diyodu ise, MOSFET’e göre oldukça yavaş olup, sönme süresi 200ns’den fazladır. Seri rezonans devreli inverterlerde diyodun zorla söndüğü kapasitif yükte etkili olup, kendiliğinden söndüğü endüktif yükte etkisizdir.[Bodur,1993]

         Bu prensibe dayanarak, endüksiyonla ısıtma amacıyla, Westinghause Elektrik şirketi MOSFET’le seri rezonans devreli radyo frekans genaratörü gerçekleştirmiştir. Daha önce RF genaratör vakum lambası ile yapılabiliyordu. Bu statik RF genaratörü, 100 ile 500 kHz ve 1Kw ile 400 W değerinde olup, endüktif fakat birim güç kat sayısı civarında çalışmaktadır.

         Aynı akımda, PWM inverterdeki toplam güç kaybı yaklaşık olarak 5 katı frekansla çalışan rezonans devreli inverterin güç kaybı kadardır. Yine, bir rezonans devreli inverterde, 200 kHz’in altında IGBT’nin, üstünde ise MOSFET’in toplam güç kaybının daha az olduğu tespit edilmiştir.[Rangan,1989]

 

4.3.4. Seri Rezonans Devreli Bir İnverter Uygulaması :

 

         Şekil.4.11’ de görülen, iki adet kompanzasyon kondansatörünün kullanılmasıyla, 2 adet tristör ve iki adet diyot ile gerçekleştirilen, seri rezonans devresinin laboratuarda bir uygulaması yapılmıştır. Uygulama devresinden osiloskop ile alınan resimler şekil.4.12’ de gösterilmiştir.

         Devrenin mükemmel olarak çalıştığı, ac şebekeden çok az reaktif güç çektiği ve güç yoğunluğunun düşük olması sebebi ile ancak homojen ısıtma ve yüzey sertleştirmede kullanıldığı gözlenmiştir.[Bodur,1993]

             

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.11.Seri rezonans devreli uygulama devresi.

                                                                                                          

 

 

 

 

 

 

(a)

 

 

 

 

 

                       

 

                                     

 

 

                            

 

 

                             (b)                                                                                     (c)

 

Şekil.4.12. Kapı sinyalleri (a), rezonansa en yakın (b)

ve yaklaşık yarı rezonans (c) frekansındaki

çıkış akım ve gerilim dalga şekilleri.

 

 

4.3.5.Yük Komütasyonlu Yarım Köprü Seri İnverter :

 

         Bu çalışmanın seri inverter üzerinde yoğunlaşması nedeniyle bu bölümde seri inverter çözümü üzerinde durulacaktır. Yarıiletken eleman sayısının azlığı ve denetleyici donanımın kolaylaşması nedeni ile Şekil.4.13’ de verilen yarım köprü tipi seri inverter üzerinde çalışmak daha uygun görülmüştür.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.13.Yarım köprü tipi seri evirgeç.

         Şekilde verilen yarım köprü seri inverterde İ2(t) akımı sıfıra düşerek T2 tristörü kesime zorlanmış, C kondansatörü üzerinde Vc(to) » 0 başlangıç koşulu sağlanmış olsun. T1 tristörü şekil.4.14’ te gösterilen kapı işareti ile to anında iletime alındığında

to< t< t1 aralığı için üst çevirim;

                                                  

Vk1-Vc(to)= L1xdi1(t)/dt + 1/c toò t1   i1(t)xdt + Ri1(t)         Volt           (4.1)

 

Eşitliği ile tanımlanır.

        

di1(t)/dt + 1/(L1C) toò t1   i1(t)dt+Ri1(t) = [Vk1-Vc(to)]/L1   Volt            (4.2)

 

eşitliği i1(t) için çözülürse;

                                           

i1(t) = [Vk1-Vc(to)]/WrL1  [e-ét  sinWr t ]   Amper                               (4.3)

olarak bulunur. Çözüm için Wo, éve Wr

Wo²=1/L1C       é=R/2L      Wr = [ Wo²-é²]½                                      (4.4)

Eşitlikleri ile  tanımlanmışt1r.

to<t<t1 aralığında ;

Vo=VR=i1(t)R=R[Vk1-Vc(to)]/WrL1 [e-ét sinWr t ]  Volt                          (4.5)

VL= L1xdi1(t)/dt = Wo/Wr [Vk1-Vc(to)  [e-ét cos(Wr t+f ]  Volt             (4.6)

Vc=Vk1-V L1-VR

                              

      =Vk1-Wo/Wr [Vk1-Vc(to) [ e-ét cos(Wr t-f ]  Volt                              (4.7)

eşitlikleri ile tanımlıdır. Son ikşi eşitlikteki f açısı ;

 f=tan¯¹ é/Wr  rad. eşitliği ile tanımlanır.                                          (4.8)

t=(P/Wr) = t1 anında;

i1(t) = 0 ve Vo=i1 (t1)R=0 olacaktır.                                                     (4.9)

t1 anında C kondansatörü üzerindeki gerilim;

Vc(t1)=Vk1-[Vk1-Vc (to)] eép/Wr                   Volt           olur.                 (4.10)

İ1(t) akımının sıfıra düşmesi ile T1 transistörü kesime zorlanacaktır. Bu anda tristör üzerindeki gerilim;

VAk1=Vk1-[V0(t1)+V1(t1)+VL(t1)]    Volt                                              (4.11)

Bu eşitlikte ;

Vo(t1) = VL(t1) = 0 olduğuna göre

VAk= Vk1-Vc(t1) < 0                                                                          (4.12)

olacaktır.

t=t1 anında T2 tristörü iletime alınırsa şekil.4.13’ te alt çevrimde gösterilen i2 akımı üstel artmaya başlayacaktır.

t1<t<t4 aralığı için VL1(t) sıfırdır.

t1 anından ,

Vak1=Vk1-[Vo(t)+Vc(t)]=0  volt                                                           (4.13)

Olduğu ana kadar geçen süre (Dt), T1 tristörünün sönümü için yeterli ise (Dt³tq, tq tristör için tanımlanan susma süresi) T2 tristörünü t1anında iletime almada herhangi bir sorun yoktur. Eğer Dt<tq ise, şekil.4.13’ te gösterildiği gibi Dt+Dtbekleme³ tq şartı sağlanarak T2 tristörü t1 anından  Dtbekleme süresi kadar sonra iletime alınmalıdır. Çözümü Dt<tq varsayımı ileT2 tristörünün yeterli bir bekleme süresinden sonra iletime alındığı kabul edilmiştir. Bu varsayımla T2 tristörü  t1+Dtbekleme = t2 anında iletime alındığında;

t2<t<t3 aralığı için alt çevirim;

                                                        t1

  -[Vk2+Vc(t2)]=L2 x(di2(t)/dt) +1/c toò    i2(t)dt+Ri2(t)                       (4.14)

eşitliği ile yazılabilir. Bu eşitlikten i2(t) akımı;

i2(t) = - [Vk2+Vc(t2)]/WrL2  [e-ét   sinWr t ]   Amper                              (4.15)

olarak bulunur.

Eğer Vk1=Vk2 ve L1=L2 ise                 

İ1(to<t<t1)= -i2 (t2<t<t3)     Amper                                                        (4.16)                         

Vc(to)= -Vc(t1)= -Vc(t2)=Vc(t5)     volt                                      (4.17)

olacaktır. Böylelikle devre elemanları üzerinde doğru gerilim ve doğru akım bileşenleri sıfır olacak, devre elemanları üzerindeki gerilim ve akım dalga şekilleri simetrik olacaktır. Yük akımının sıfır olduğu anlardaki kondansatör gerilimi (4.10 ) ve (4.17) eşitlikleri kullanılarak;

Vc(t1)=Vk1 [1+e -éP/Wr  ] / [1- e -éP/Wr  ]                            Volt                        (4.18)

olarak bulunur.

Eşitlik (4.2)’ den tristör akımı tepe değeri;

                                                             

İTtd = [[Vk1-Vc(to)]/ [WoL]] e -(é/Wr ) / (p/2 - f)           Amper                   (4.19)

                                

eşitliği ile bulunur.

         Tristör akımının tepe değerine ulaşma süresi ise;

ta=[tan¯¹ ( Wr/ é )]/Wr                                       Saniye                     (4.20)

eşitliği ile hesaplanır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.14.Yük komütasyon devresinin çalışma periyodu.

 

 

 

4.3.6.Yarım Köprü Seri İnverter :

 

         Mevcut tristörlerin sönme yeterince kısa olmayışı daha yüksek çalışma frekansları için tristör yerine farklı yarı iletken eleman kullanımı gerektirmiştir.

         MOSFET transistörlerinin açılma ve kapanma sürelerinin çok kısa olması nedeniyle tristörlerle gerçeklenebilecek inverterlere göre daha yüksek frekanslarda çalışma olanağı sağlar, fakat iletim süresince geçit işaretinin sürekli uygulanma zorunluluğu, savak – kaynak iletim direncinin geçit işareti biçimine ve genliğine bağımlı olması, denetleyici donanımını ve denetleyicinin güç devresinden yalıtılmasını zorlaştırır. MOSFET kullanımında dikkat edilmesi gereken diğer bir husus transistör için tanımlanan drain- source gerilimi üzerine çıkılmamasıdır. Özellikle endüktif yüklerde anahtarlama anlarında oluşan kısa süreli geçici gerilim sıçramaları dahi transistörü yakamaya yeterlidir. Bu sorun ya tasarımda yeterli güvenlik payı bırakılarak, yada drain source arasında geçici gerilim sıçramalarını sınırlayıcı (veya önleyici) ek elemanlar kullanılarak çözümlenir. MOSFET transistörlerde sönüm için geçit işaretinin sıfır olması yeterlidir, böylece transistörlü tip inverterlerde olduğu gibi komütasyon elemanlarına ihtiyaç duyulmaz.

         Bir MOSFET transistör ile ancak 4 – 4,5 kW güce kadar kaynak gerçeklemek mümkündür. Fakat eklem direncinin artan ısı ile artması ve düzgün akım paylaşımı, normal transistörlerin aksine çok sayıda MOSFET transistörü paralel bağlanarak daha büyük güçlerde güç kaynakları gerçekleme olanağı sağlar.

         Denetleyicinin güç devresinden yalıtılması ve geçit işaretleri yükselme – düşme sürelerinin mümkün olduğunca kısa süreli olması amacı ile opto – izolatörler kullanılmıştır. Bu çözüm her transistör için ayrı, yalıtılmış güç kaynaklarının kullanımını gerektirmiştir. Mevcut opto – izolatörlerde yükselme – düşme sürelerinin yeterince kısa olmayışı çalışma frekansına yeni bir sınırlama getirmiştir.

         Yarım köprü seri inverter devresinde kullandığımız tristör yerine MOSFET transistör kullanılarak gerçeklenmiştir. Bu devre aşağıda şekil.4.15’te görülmektedir.

         MOSFET transistörlerde drain – source arası ters gövde diyodu bulunması nedeniyle, jher yarım periyot sonlarında tanımlanan akımların ters yönde akışlarını engellemek için D1 ve D2 diyotları kullanılmıştır.

         İnverterin çalışması bir önceki kısımda verilen inverterin çalışması ile aynıdır. Denetleyicinin başlangıçta birinci transistörü iletime alıp, daha sonra yük akımının yönünü ve sıfır geçişlerini algılayarak transistörleri birbirlerinin tümleyeni olacak şekilde sürmesi nedeniyle başlangıç için C kondasatörü üzerinde Vc(to)<Vk1 gerilim koşulu sağlanmış olmalıdır. 

 

 

 

 

 

 

 

   

 

 

 

 

 

 

 

 

Sekil.4.15.Yarım köprü seri evirgeç.

1-Savak (drain)                           2-Geçit  (gate)                             3-Kaynak  (Source)

        Ek bir donanım ile her çalışma başlangıcında kondansatör gerilimi sıfır veya sıfıra yakın bir genliğe indirgenerek bu koşul sağlanır. Endüksiyon bobini güç faktörü paralel kondansatör ile düzeltilip, amaçlanan çalışma frekansında sadece rezistif yük olarak görüleceği kabul edilerek, araştırma süresince bütün çalışma frekanslarında yük olarak direnç kullanılmıştır. Mevcut opto-izolatörlerin yükselme-düşme süreleri 4,5 µs’ye indirgenebilmiştir.

 

4.4. Endiksiyonla Isıtma Uygulamaları için Yarıiletken RF Üreteçleri :

 

4.4.1.Güç MOSFET Transistörleri :

 

         Güç MOSFET’i çeşitli üreticiler arasında günümüzde 50 V/ 60 A ile 100V/ 3 A arasında rotinglere sahip bir alan etkili transistördür. Şekil 4.16 ’da bir N kanal ve bir P kanal MOSFET transistor terminal potansiyellerin polaritesi ile normal transistor çalışmasındaki akım yönü ile görülmektedir. MOSFET’te bir iç ters PN jonksiyonu ile görülmektedir. MOSFET bir iç ters PN jonksiyonu diyodu, transistor ile aynı akım değerine sahip olarak bulunur. Bu diyot herhangi bir dıştan bağlanmış ayrık diyot gibi transistörün etrafından bir ters akım yolu için önemli bir devre elemanıdır.         

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.16.Güç MOSFET transistörünün dahili diyot ve akım ve gerilim poleriteleri ile gösterimi.

         MOSFET trasistör drain (D) ve source (S) terminalleri arasında akım akışını kontrol eden yalıtılmış bir gate (G) sahip bir gerilim kontrollü cihazdır. N kanal MOSFET’e uygulanan bir pozitif gate – source potansiyeli drain’den source’a akım akmasına neden olur. P kanal MOSFET için kanıtı doğrudur. Negatif bir gate-source  gerilimi potansiyeli      source’ dan drain’e akım akmasına neden olur. Drain akımı gate-source gerilimi ile kontrol edilebilir. Gate’ in dış devrenin empedansı ile tespit edilmiş bir seviyeyi aşmasıyla switch-on yapılabilir. Yeterli gate sürgüsüyle drain’ den source’ na karakteristiği yüksek akım MOSFET’ler için Is’ den daha az olarak “ON” dirençleri ile rezistif görülür. Bu “ON” direnci dış akım dengeleme bileşenlerine ihtiyacı ılımlaştıran ve paralellemeyi  daha kolay hale getiren paralel bağlı cihazlar arasında akım paylaşımını destekleyen pozitif bir sıcaklık katsayısına sahiptir.

 

4.4.2.Temel RF İnverter :

 

         Şekil.4.17’de endüksiyonla ısıtma için geliştirilmiş 1 kW’ lık rezonans inverterin temel devresi görülmektedir. İç diyotları reaktif olanlar için DC kaynağa dönüş yönü sağlayan     Q1-Q4 MOSFET transistörler   tam bir köprü, gerilim beslemeli inverter olarak konumlandırılmıştır. Daha yüksek güçler için paralellenmiş MOSFET transistörler kullanılır. Örneğin 3 kW içinher bacakta 4 tane paralellenmiş 6a ( 450V ) cihazlar inverterin DC terminalleri sığası inverterin DC potansiyelini fazla değiştirmeden inverter girişinin AC bileşenlerini geçirmeye yeterli olan RF bypass kondansatörü (RFBC) ile sıkıca kuple edilmiştir. İnverterin AC terminalleri yapı olarak rezonans kondansatörü Ct ve endüksiyon yük bobini Lt’ den oluşan yüksek Q’lu seri bir rezonans devre olan RF yük devresini sürmektedir. RFT trafosu yük empedansını inverterin  VA yeterliliği ile uyuşturur. Bu arada RFCC kuplaj kapasitesi primer sarıma herhangi bir DC akım akmasını engeller ve çekirdeği sature eder. Bu iki bileşen rezonans devre parametrelerine üzerinde minimal etkiye sahip olacak boyutlardadır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.17.Temel RF inverter.

         Çalışmada MOSFET transistörler köşegen çiftler halinde anahtarlanırlar. İnverterin AC terminallerinde kare dalga gerilim çıkışı sağlamak için Q1 ve Q2 her yarı saykılda Q3 ve Q4 ile sıra değiştirirler. Seri rezonans devresinde elemanların rezonansta sürülmesi yük bobininde max-güçte oluşturur ancak Ct ve Lt’ nin doğal rezonans frekansından farklı bir MOSFET’ lerin anahtarlama frekansında sürülmesi düşük çıkış akımına yol açar.

         Eğer Q1 ve Q2 MOSFET transistörleri iletimde iken Q3 ve Q4 MOSFET diyotları da iletimde olsaydı, iletimde olan transistörler ve iletimden çıkan diyotlar arasında pozitif bus ve negatif bus arasında kısa devre akımları olmasını engelleyemeyeceklerdi.

 

4.4.3.Kapı Sürme Devreleri :

 

         Şekil.4.18’ te kapı sürme devresi aşağıdaki işlevleri yerine getirmek için tasarlanmaştır.

1) Drain’ den source’a 100 ns ve daha aşağı anahtarlama zamanları için inverter MOSFET’ leri giriş sığalarını (ciss) şarj ve deşarj etmek

2) Kısa devre shoot through akımlarını engellemek için inverterin bir kutbunda seri bağlanmış ve sırayla çalışan MOSFET’ lerin iletime geçiş ve kesime geçişleri arasında boş bir zaman sağlama  

3) Komşu cihazın anahtarlanması ile mümkün yanlış ve tüme geçmeyi engellemek için durgun hal anahtarlama işlemi sırasında her MOSFET’ in gate ve source küçük bir empedans sağlamak 

4) Shut-down sırasında MOSFET’ lerin yanlış ateşlenmesini engellemek

         İnverter güç cihazlarını kapılamak için Q9 ve Q10  MOSFET’leri DT trafosu 4 tane yalıtılmış sekonder sahip bir push – pull sürücü oluşturur. 0.4µ h civarında düşük kaçak endüktans için özel sarılmış olup primerden her sekondere sarım oranı 1:1’1 bu kaçınılmaz trafo kaçak endüktansı artı kaçak ile aynı genlikli hat endüktansı MOSFET’ in giriş sığasını şarj etmek için bir RLC devresi oluşturur. R1, R2, R3 dirençleri Q»1 olan bir devre için boyutlandırılmış olup MOSFET iletime geçiş şarj yolundadır. Kesime geçiş deşarj yolunda sadece R2 ve R3 bulunmaktadır. Böylece devre Q»2’ ye artar ve bu da giriş sığasının şarjından daha hızlı bir deşarja yol açar. Bu ise, kıyasla daha yavaş iletime geçiş zamanlı ve kıyasla daha hızlı kesime geçiş zamanlı bir asimetrik kapı sürüş sinyali sağlar.

          Kapı sürücü alternatif bir kaynak olduğundan iletimde olan MOSFET anahtarlamaya başladığında kesimden akan MOSFET’ in kapısında önemli bir negatif potansiyel bulunur. Bu durumda konusu MOSFET’ in anahtaralanması ile ortaya çıkan transient D-G akımları kesimden çıkan MOSFET’ in tekrar gerçek olamayan iletime geçmesine sebep olmalıdır.

         Eğer sürücü MOSFET transistörler Q9 ve Q10’ dan vuruları uzaklaştırarak durdurulursa DT’ nin p primerindeki akım, diğer I/2 primer ve kesimde olan diğer cihazın trafosundaki  enerji kayboluncaya kadar inverter MOSFET diyotlarının hesapta olmayan kapılanmalarına ve sonra açık devre G-S sürücü bağlantısına yol açardı. Eğer inverterdeki akortlu yük hala inverter MOSFET diyotlarının üzerinden RF bypass kondansatörüne doğru iniyorsa, diyotların anahtarlaması gibi D-S geriliminin çabucak şarjı şimdi açık devre konusu MOSFET’ i iletime geçirebilir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 



 

Şekil.4.18.Temel Kapı Sürme Devresi

 

4.4.4.KW RF Üreteç Devreleri :

 

         Tam 3 kW RF üretecinin temel şeması şekil.4.19’ da gösterilmektedir.  3 fazlı bir tam dalga doğrultucusu inverterdeki MOSFET’ lerin gerilim miktarını efektif olarak kullanabilmek için  kullanılmıştır. Endüksiyonla ısıtma yükleri nadiren dalga biçimi modülasyon kısıtlamalarına sahip olduğundan süzme oldukça gereksizdir. Böylece transistörlere aynı gerilim baskısı uygulandığında 3 faz ile verilen bir inverter fazı da %50’ den fazla güç verimine sahiptir.

         Kondansatör üzerinden RFFC beslemesi ve şok ile radyo frekansı filtreleme AC güç hatlarına RF geri beslemesini minimize eder. DC ani bastırıcı aşağıdaki durumlar boyunca bypass kondansatörü RFBC üzerindeki herhangi bir sıçrama gerilimini aşağıda tutar.

1) RFBC’ nin LC rezonans şarjı ve ana devre kırıcının iletime geçiminde

2) Aşırı yük durumunda inverter kapılamanın kapatılması ve RFL şok’ tan RFBC’ ye enerji transferi

3 )Az yük durumundan inverter kapılamanın  kapatılması yüksek Q çıkış devresinden RFBC’ ye enerji transferi inverter köprüsü her bacakta ortak bir su soğumalı soğutucuya monte edilmiş 4 paralel MOSFET transistörden oluşur. Her transistör için kapı devreleri şekil.4.18'’de gösterildiği gibidir. Her bacak için böyle dört devre bir FET sürüş borduna monte edilir ve su banyosuna konulur.

         Dört inverter bacak grupları (Q1-Q4) çok katlı düz buslarla simetrik bir biçimde birbirine bağlanmıştır. Öyle ki endüktansları minimize edecek şekilde eşit ve zıt akımlar akmaktadır. Bu düşük endüktans tekniği RFBC bypass kondansatöründen her drain source bağlantısı üzerinden RF çıkışına kullanılır. DC girişten RF çıkışa kadar olan toplam endüktans 0,3 µH civarındadır.

         Üç tane RF akım trafosu kontrol ve koruma işaretlerini sağlarlar.

         3 kW RF üretecin çıkış değeri nominal olarak 18,7 Amper’ lik (sinüsoidal) 250 V tepe değerine sahip bir kare dalgadır. 60 Hz hat varyasyonları hariç çıkış gerilimi neredeyse sabittir. Akım genlik ile değişecektir, kare dalganın genlik değişimi temel bileşeni seri rezonans yük devresi için uyarma gerilimidir. RF endüksiyon yük bobinleri  20-60 civarı Q’ ya sahiptir. Bu sayede max güç için rezonans frekansında sürüldüğünde bir bobin üzerine ve RF çıkış terminallerne doğrudan bağlı akortlama kondansatörü üzerinde oldukça yüksek potansiyeller düşecektir. Genelde 3 kW veya civarı RF yük bobinleri  4500 V/18,7 A=240W’ dan daha düşük empedansa sahip olabilirler. Genellikle empedans uyuşturmasına ihtiyaç duyulur.

         Genelde kullanılabilen büyük RF uyuşturma trafosu uyarma akımı büyük ve kötü bir primerden sekondere kuplaja sahip hava çekirdeğidir. Böyle bir trafo reaktif akım ve gerilim gereksinimlerinden dolayı bir inverter ile kullanılmaya uygun değildir.

         Evrensel çekirdek tipi bir trafo 54:1 yük empedansı uyuşturma aralığını sağlayacak şekilde geliştirildi. Aynı sarımlı bir çekirdek üzerindeki ayrı primer ve sekonder sarımlar yaklaşık 15 adımda 5,1V / 823A’ den 37,5V / 112A’ e kadar çikiş gerilim ve akımlarını sağlayacak şekilde seri veya paralel bağlanmaktadır.

         Bu sayede 3 kW seviyesinde 102V / 823A’ den 2250V / 112A’ e (20 £ Q £ 60) arasında empedansa sahip  endüksiyon bobinleri uyuşturulabilmektedir. Bu tarafa max 1 Amper’lik primer uyarma akımı ve max 94 watt’ lık bir kayıpla 100 kHz ile 500 kHz arasında çalışmak içim tanımlanmıştır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.4.19.Genel RF generatör.

 

 

4.4.5. Kontrol :

 

         RF üreteci için temel kontrol gereksinimleri şınlardır :

1)      RF çıkış akımının ( ve gerekirse çıkış gücünü ) seri yükü doğal rezonansa yakın veya uzakta uyarmak için çıkış frekansında değişiklikler oluşturan bir kapalı döngü ile kontrol etmek gerekir.

2)      Çıkış akımının faz açısını çıkış gerilimine göre saptamak ve en kötü bir geri fazda olma haline sıfırlamak için sınırlayıcı faz kontrolünü “anahtarlamalı” bu iki durum için gereklidir(1) Referans tarafından istenen akımın rezonansta elde edilebilecekten daha yükse olduğu az yük bu frekansın rezonanstan alt frekans sınırına doğru kaydığı kontrolümüz dışı bir durumda sonuçlanır.(2) akımın yavaş ters bağlı MOSFET diyotlaradan hızlı transistörlere uygunsuz komütasyonu engellemek.

3)      Seri rezonans kondansatörü (Ct) üzerindeki gerilimi saptamak ve beklenen devre Q’ sından daha yüksek aşırı potansiyelin oluştuğu yerde sınırlayıcı gerilim kontrolünü anahtarlamak.

4)      Yüksek frekans ve alçak frekans değerlerinin sınırlamasını sağlamak.

        

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

BÖLÜM : 5

 

ENDÜKSİYON ISITMA İÇİN  25-kW / 50-kHz  GENERATÖR

 

5.1.Gelişmiş Transistörlü Jeneratörün Temel Belirleyici Özellikleri :

 

         Bu jeneratörün verimi %90’ dan yüksektir. Bu jeneratörle operasyon çok geniş frekans alanında yapılır.Frekans alanı ile aynı jeneratörün oranı 1:3’ dür. İndüktörlerin değişimi basittir, çünkü geniş frekans alanında kullanılmış oluyor. Bu jeneratör yaklaşık olarak 11. boyut elektronik tüp jeneratörlerinin karşılaştırmasıdır.[Enrique,1991]

 

5.2.Temel Topolojisi :

 

         Temel olarak, endüksiyon ısıtma jeneratörünün yükü olan indüktör bulduğumuz herhangi bir parçayı ısıtır. Direk bir beslemede ısıtma bobinin gerçek güç oranın yüksek olarak meydana geldiği anlaşılır. Bu yüzden bu ısıtmanın bedeli olan bir bobine ihtiyaç vardır. Bu yüzden güç faktörünün kapasite boyutları çıkışta taşınır, böylece bu faktör çalışma frekansı ile birlikte kapatılabilir.

         Bunun için kapasitör burada seri veya paralel induktör ile bulunabilir. İlk olarak, yük akım kaynağı gibi davranmak ister (endüktans seri durumda ) bunun için yük bir voltaj kaynağından beslenir (voltaj kaynaklı inverter). İkinci durumda yük rezonans devreye paralel bağlandığı zaman votaj kaynağına tepki vermek ister ( kapasitör paralel durumda) ve bu yüzden bir akım kaynağı ile beslenir (akım kaynaklı inverter).

         Bir başka şekilde bir rezonans yük bir inverter ile sürüldüğünde her zaman çıkış akım ve voltajı arasında bir faz  kayması değişikliği yapacaktır. Bu durumda seri yükün akımı, kısa bir zaman aralığında güç kaynağına dolaşacaktır. Bu kastedilenler seri rezonans yüklü bir inverterde anahtarlamalar çift yönlü akım ve tek yönlü bir voltaj ile olamak zorundadır.

         Paralel rezonans yüklü bir inverter kısa bir zaman arlığında çıkış akımına karşı, çıkış voltajı oluşturacaktır. Bu durum için anahtarlamalar çift yönlü voltaj ve tek yönlü bir akımla olamk zorundadır. Şekil 5.1’ de  bu iki devre için teorik farklılıklar özetlenmiştir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.1.Seri ve Rezonans topolojiler arasındaki farklılıklar.

 

5.3.Güç Bölümünün Tanımlanması :

 

         Üretim sırasında bir düşündüğümüzde avantajların yanında dezavantajlar gözönünde bulundurularak iki temel topoloji ve jeneratör uygulama tiplerinden tam köprü şekli için paralel rezonans inverteri seçeriz. Bu gelişmiş jeneratörün blok diyagramı şekil.5.2’ de gösterilmiştir.

         Pratik olarak Q1-Q4 anahtarlaması çift yönlü voltaj ve tek yönlü akım ile yerine getirilir. Burada C kapasite bedelini ve L ısıtma indüktörünü gösterir.

         Jeneratörü oluştururken  kontrolsüz tam köprü doğrultucu ile 3 fazlı giriş akımının biçimi DC’ ye çevirilir. Bir kıyıcı kontrolü ile yüke güç dağıtılır. Bu olay jeneratörün fazı başlarken , limit akımı esnasında başlatma devresinin görevidir veya bu durum için kısa devre ve akım beslemeli bir transistörlü bir köprü inverteri, paralel rezonans devrenin dc giriş akımını yüksek frekans akım biçimine dönüştürür, yükteki istenilen gücü oluşturur.

         Jeneratörde güç dağıtım kontrolü için bir geri besleme bağlanarak nominal bir dc akımı ile gerçek bir karşılaştırma yapılır. Çıkış her saykılda bir kıyıcı ile düzene sokularak bağlanır.

         İnverterin kontrolü, böyle bir yol ile sürülen sinyal Q ve tamamlanmış Q” sinyalinin her bir anda sahip olduğu frekans, yükün rezonans frekansından düşüktür.

         Bu güç yapısının kontrolü, dört tane gelişmiş çift boyutlu bordlarla yapılır. Bu bord kıyıcı, başlatıcı ve inverter köprüsünden oluşur. Bu bordlar fişe takıldığında güç transistörleri su ile soğutulur.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.2.Paralel rezonans inverterin genel blok diyagramı.

 

5.3.1. Kıyıcı Tanımı :

 

         Kıyıcı yapısı, anahtarlama ile beraber bir network şeklinde şekil.5.3 ile gösterilebilir.

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.3.Kıyıcı yapısı.

         L1 bobinin dizaynında di/dt limit değeri 50A/µs’ den daha azdır ve C1 kapasitörü limit VCE değeri kollektör akımının düşme zamanı bittiğinde 200 V’ dan daha azdır. Anahtarlamada kullanılmış olan kıyıcı , 25 kW / 50 kHz oranlarındaki jeneratör için Darlington yapısı şekil.5.4’ de görülmektedir. Transistörler ile beraber soğutucu su ve izolatör örtü kullanılmaktadır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil5.4.Kıyıcı anahtarlaması.

         Şekil.5.5’ de, şekil.5.4’ deki kıyıcı anahtarlaması için kollektör akımının ve kollektör-emiter voltajının deneysel dalga formları görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil5.5.Kıyıcı anahtarlaması için Ic, VCE dalga formları. Alttaki izlenen; Ic (50A/div); Üstteki        izlenen;VCE (200 V/div); zaman ölçeği; 0,1ms/div.

 

5.3.2. Başlatma devresinin Tanımı :

      

         Bu devrede inverterin giriş akımının sınır değeri , inverter rezonans frekansındayken ve sürme frekansındayken aynı değildir. Bu olay, inverterin başlama evresinden yükün kısa devre olamasına kadar iyidir. Başlatma devresinin güç yapısı Şekil.5.6’ da görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.6.Başlatma devresi.

         Buradaki Q transistörünün anahtarlaması  kıyıcı anahtarlama devresininkine benzemektedir. Yük rezonans devresinin ve inverterin frekansları aynı olamyınca, Q anahtarı kesimde iken R direncinde akımın sınır değeri oluşur. Frekanslar aynı olunca, Q anahtarlaması doyumda olur ve akımın sınır değeri oluşmaz. Bu iki ayrı durum için zorunlu olarak akım düzenleyici lojik kontrol devreleri oluşturulur. Burada C2 kondansatörünün görevi manyetik enerjiyi emerek depo etmektir.

         Bu kapasitör, Q anahtarlaması sırasında kollektör- emiter voltajının max. 700 V’ u aştığı kötü bir zaman için dizayn edilmiştir.

 

5.3.3. İnverterin Tanımı :

 

         Bu yapı akım beslemeli bir tam köprü inverterdir. Şekil.5.7’ de bir inverter anahtarlaması, 25 kW/50 kHz jeneratör ile beraber bunun anahtarlamasını sağlayan bir network olarak gösterilmiştir. Seri diyot ile gerekli transistör bloku negatif voltajda A-B arasında anahtarlama yapar. Bu sürücü devre için çift lojik kontrol tercih edilmiştir.

        

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.7.Köprü inverterin anahtarlaması ile anahtarlamaya ait sistem.

 

 5.4.Anahtarlama Süreci ve Anahtarlamayı Destekleyen Network :

 

        Burada amaç sunulan parçanın, inverter değişim sürecinde iken davranışını analiz etmektir ( çıkış voltajı ve akımı arasındaki faz açısı değişimi ). F açısı pozitif ve negatif olduğu zaman, amaç inverterin operasyonunun en iyi şeklini seçmektir.

         İnverterin teorik dalga şekilleri şekil.5.8’ de görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.8.İnverterin teorik dalga şekilleri.

         İnverter VQJ voltajı içinde iken QJ anahtarlaması ile inverterin VMF çıkış gerilimi ve IMF çıkış akımını verir.

         Diğer taraftan,

F=arg [ Z(jw) ] = (-) arg Q(w/wo – wo/ w )

buradaki Q, rezonans devrenin Q faktörüdür ve

Wo = 2pfo = 1/SQRT (LC) ‘ den sonuçlanarak,

f >fo = f = (-) = faz arkadan gelir.

f<fo = f = (+) = faz öndedir.

         Bu yüzden, inverter kontrolünde : Q sürülürken ki frekans, çıkıştaki Q” rezonans frekansından daha yüksek ise açı negatif, yine sürülen frekans, çıkıştaki rezonans devre frekansından daha küçük ise açı (+)’ dır.( Q1-Q4) anahtarlama sürecindeki değişikliklere bağlı olarak faz açısı  f’ nin büyük tepkilerini gördük. Sonuç olarak; anahtarlama türlerinin destekleyen network kullanılmış oldu.

 

5.4.1. f < 0 ile Değişim Süreci :

 

         Düşündüğümüzde inverterin frekansı yükün uygun olan frekansından yüksektir. Bu durum için f negatiftir.

         Bunun değişim süresince eşdeğer devresi şekil.5.9’ da verilmiştir.

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.9. f < 0 olduğu zaman değişim sürecinin eşdeğer devresi.

            Bu anda T1’ in “ 0 “ a gittiği temel sinyalde ve T4’ ün “ 1 “ e gittiği sinyalde çikiş kapasitör voltajı pozitiftir. Anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri şekil.5.10’ da gösterildiği gibidir. Lp, elektrik parazitleri içim endüktansı gösterir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.10 f < 0 olduğu zaman anahtarlama sürecinin dalga şekilleri.

 

         Burada turn-off zamanının, T1’ in turn-off zamanına bağlı olmadığına fakat T4’ ün turn-off zamanına bağlı olduğuna dikkat edilir.

         f < 0 ( f > fo) iken değişim sürecindeki avantajlar (+) ve dezavantajlar (-) aşağıdaki gibidir.

         (+)  Değişimin turn-off zamanında kayıpları yoktur.

         (-)  Değişimin turn-on zamanında kayıpları vardır.

         (-)  Seri bağlı diyotların oluşturduğu düzeltilmiş akım

         (-)  Seri bağlı diyotların seçimi

         (-)  Seri bağlı diyotlardaki negatif voltaj

         (-)  Seri diyotların düzeltici etkisi iyi bir alanı kötüleştiren problem oluşturuyor. ( çok yüksek di/dt oranı ve çok yüksek IRRM yolu oluşturuyor.)

         (-)  Seri diyotların turn-off ve lojik kontrolündeki mümkün problemler

         (-)  EMI ve RFI arayüzey problemleri

         Daha önceki turn- on anahtarlama zamanındaki problemleri azaltmak için T4’ ün di/dt oranını azaltmak gerekir, bu nedenle D1’ in turn-off hızı azaltılır.

         Her nekadar, magnetik doyma endüktansları genellikle yüksek frekansta pratikte mümkün değildir.

 

5.4.2. f > 0 ile değişim Süreci :

 

         Bu durum için, inverterin frekansı yük rezonans frekansının altında olmak zorundadır. Değişim esnasındaki eşdeğer devre  sekil.5.11’ de gösterilmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.11. f >0 olduğu zaman değişim sürecinin eşdeğer devresi.

 

         Giriş Q, “0” ve çıkış “1” e giderse, çıkış kapasitörünün voltajı şekil.5.11’ de görülmektedir. Bu durum için kontrol T1’ in turn-off süres, ile yapılır. Yalnız T1 anahtarı kapandığında D4 diyotu başlama davranışı gösterebilir. Bu durumda seri diyot pozitif voltajla kesime gitmekte ve bu sebeple seri diyotta düzeltme problemi oluşmaz.

         Anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri şekil.5.12’ de gösterilmektedir.

          f >0 ile değişim sürecindeki (+) avantajlar ve (-) dezavantajlar aşağıdaki gibidir.

         (+) Turn-on zamanında kayıplar yoktur.

         (+) Seri diyotlarda akım düzeltme yoktur. Yüksek çalışma frekansında  bu çok önemli bir gerçektir.

         (-) Turn-off zamanında kayıplar vardır.

         (-) T1 uç noktada bir voltajdır.

         (-) İyi bir plan yapılması zorunludur.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.12. f >0 olduğu zaman anahtarlama sürecindeki dalga şekilleri.

 

         Üretim gözönünde bulundurulduğunda değişim sürecinde f > 0 ve f < 0 durumları meydana gelir, yüksek frekans için çalışmaya f >0 durumu daha uygundur. Bu yolda inverter frekansı yük rezonans frekansından aşağıda olmak zorundadır. Bu durum için networkü turn-off anahtarlama yapmak zorundadır.

         İnverter anahtarlamasında VBE ve VCE dalga şekilleri şekil.5.13’ te görülmektedir.

         Şekil.5.14’ te kollektör akımı ve QJ anahtarlamasındaki VQJ voltajı görülmektedir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.13. İnverter  anahtarlaması için Vbe ve Vce dalga şekilleri. Aşağıdaki bölge: Vbe         ( 10V / diV ) ; Yukarıdaki bölge: Vce (200 V / div ); Zaman oranı ; 5 µs / div.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.14. Ic ve VQJ  dalga formları. Aşağıdaki bölge ; Ic (50 A/div); yukarıdaki bölge; VQJ (200 V/div) ; Zaman Oranı: 5 µs/div.

 

5.5. Konverterin Lojik Kontrolünün Tanımlaması :

 

         İnverterin kontrol devresinin blok diyagramı şekil.5.15’ te görülmektedir.

         Bu ana bedel bir zamanlı devre dahil edersek S=S1 kabul edebiliriz. Bu, VCO osilatör kontrolü ile bütünleşen temel bir devreden oluşur.

         SİG, bir kontrol sinyalidir, böyle bir yolda SİG “ 1” olduğu zaman girişler ile negatif VMF ( inverter frekansı rezonans frekansından yüksek) arasında faz kayması oluşur ve çıkış yükselmeye eğimli hale gelerek, VCO frekansı azalır.

         Diğer taraftan S ile pozitif VMF ( inverter frekansı, rezonans frekansından düşük ) arasındaki faz kayması çıkışı azalmaya eğimli hale  getirir ve VCO frekansı sonuçta artar. Belliki sinyaller S ve VMF fazının zamanını kanıtlamak gerekir.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Şekil.5.15. İnverde kontrol devresinin blok diyagramı.

         S ile etkin haldaki inverter transistörlerinin sinyalleri arasında bir gecikme olamaz ise bu tamamen gerçek olur. Gerçek bir devrede her zaman bu geçikmeler bulunmakta ve çıkış akımı, çıkış voltajından geridedir (f > 0). Belliki bu etki frekansı yükselmesini eğimli hale getirir.

         Bir zamana bedel devre çalışması bu yol ile S1 sinyalleri  ( faz komparatör sinyalleri) , S sürme sinyallerini geciktirirler. S1 sinyalleri ile VMF faz işaretli sinyaller sabit durumdadır. Çünkü ; S1 sinyalleri Dt kadar S’ den önde gitmektedir. Dt iyi bir ayarlamadır. Biz bu Dt bedelini, Df faz kayması üreterek, transistör anahtarlamalarını, lojik gecikmelerle elde ederiz.

         Burada yüksek frekans  indüksiyon ısıtma uygulaması gerçekleştirilmiştir.

         Bu köprü inverteri darlingtone konfigürasyonlu bir bipolar transistör ile 50 kHz ve üzerinde çalışabilmektedir. İnverterin kontrolü devresive bu yolda rezonans ve inverter frekansları hemen hemen her anda aynıdır.

         Giriş kıyıcının geri besleme bağlantısı ile her saykılda yük düzene sokularak güç dağıtımı yapılır.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

BÖLÜM : 6

 

SONUÇ

 

         Bu çalışmada elektomagnetik endüksiyon ısıtma genel olarak anlatılmış ve özellikle yüksek frekansla ısıtma üzerinde durulmuş, bununla ilgili ısıl işlemlerin temel prensipleri işlenmiştir. Endüksiyonla ısıtmada rezonans devreli inverterler kullanılarak, çeşitli avantajlar sağlanabilir, daha yüksek frekans ve güç değerlerine çıkılabilir. Genelde endüksiyonla ısıtma için kullanılan gücün elde edilmesinde yülsek frekans ve yüksek güç yeteneğine sahip yarıiletken elemanlar gereklidir. Güç elektroniğinin sağladığı olanaklardan yararlanmak sureti ile ekonomik, güvenilir, çok yönlü kontrol ve kumanda imkanı veren bir endüksiyonla ısıtma tesisi gerçekleştirilebilir.

         Yüksek frekans anahtarlamada kullanılan  SIT ve GaAsFET(Galyum Arsenit Field Effect Transistor)  gibi elemanlar anahtarlama hızı açısından güç MOSFET’ini aşacak olmalarına rağmen yüksek frekans anahtarlamaya en uygun eleman güç FET'’leridir. Kabul edilebilir güç seviyeli (500 W ve fazlası) için anahtarlama frekansı 1 MHz bölgesiyle sınırlıdır. Hatta burada bile anahtarlama kayıpları çok etkindir. Elemanlar eklem sıcaklık roting’lerini karşılacak biçimde etkindir. Elemanlar daha küçük güç değerlerinde çalıştırılmalıdır. Çok daha küçük ters transfer sırası olan RF güç MOSFET’leri 10 MHz’e kadar frekanslarda anahtarlama yapabilir. RF güç MOSFET ‘lerinin anahtarlama zamanı 50 – 100 nsn. Civarındadır ve 500 kHz’e kadar frekanslarda büyük KW’larda güç üretebilir. Ancak yine de bunlar, IRF 450 gibi güç MOSFET ‘leri ile karşılaştırıldığında sadece düşük güçlü elemanlardır. 

         MOSFET transistörleri endüksiyonla ısıtma uygulamaları için yarıiletken RF üreteçlerinde kullanılmaktadır. Bu RF üreteci 10 kHz ile 500 kHz arası frekanslarda tam güç çıkışına sahip bir yük rezonansını izleyen rezonans inverteridir. Çıkış güç seviyeleri endüksiyon bobini KVA’lardan 200 KVA (400 V ve 500 A ) ve daha yukarısı için KW seviyesindedir. Bu yarıiletken Rf üreteci endüstride daha iyi bilinen düşük frekans güç inverterlerine benzer karakteristiklere sahiptir. Yani tamamen yarıiletken, yük verimi % 90’a yakın küçük ve yoğun vakum tüpü ile hareketli kısımları bulunmaz.

         

 

 KAYNAK:HACKHELL.COM

Döküman Arama

Başlık :